Ю.О. Денисов, д-р техн. наук
О.М. Городній, м.н.с.
О.А. Купко, магістрант
Чернігівський державний технологічний університет, м. Чернігів, Україна
ОСОБЛИВОСТІ РОБОТИ ТА СТАТИЧНІ ХАРАКТЕРИСТИКИ КРІП-ПНС ПАРАЛЕЛЬНОГО ТИПУ
Експериментально досліджені особливості вихідної та регулювальної характеристик паралельного імпульсного квазірезонансного перетворювача та вплив комутаційних мікропроцесів на режим перемикання при нульовому струмі.
Вступ
Паралельні імпульсні перетворювачі (ІП) постійної напруги знайшли ефективне застосування у коректорах коефіцієнта потужності (ККП) для наближення форми струму, що споживається від мережі живлення, до синусоїдальної форми [1]. Але такі перетворювачі мають низку серйозних недоліків:
1) силовий транзистор перемикається при значних показниках струму та напруги, що призводить до значної динамічної потужності розсіювання енергії на ньому. Це знижує ККД та обмежує частоту комутації, яка впливає на якість корекції коефіцієнта потужності;
2) при наявності різких фронтів у процесі комутації транзистора та наявності в нього і в інших елементах схеми паразитних параметрів (ємностей ключа та міжвиткової ємності дроселя, індуктивностей, нелінійних процесів розсмоктування та накопичення носіїв на переходах транзисторів та ін.) в ІП виникають паразитні коливання на високих частотах. Згідно з вимогою міжнародних стандартів [1; 2] рівень потужності електромагнітних завад (стандарт IEC 6 1000-3-2) повинен обмежуватись 39 гармоніками, якщо потужність електрообладнання перевищує 75 Вт.
Ефективним шляхом подолання цих недоліків є переведення роботи силового ключа ІП у квазірезонансний режим [3; 4]. Силовий ключ у такому режимі вмикається та вимикається при нульовому струмі і має назву квазірезонансний імпульсний перетворювач, який перемикається при нульовому струмі (КРІП-ПНС). Фактично, це паралельний ІП, в який введено резонансний контур CkLk. Схема такого перетворювача наведена на рис.1, а його часові діаграми роботи — на рис.2.
Рис. 1. Схема паралельного КРІП-ПНС
Рис. 2. Часові діаграми роботи КРІП-ПНС
Комутаційні процеси в паралельному КРІП-ПНС
У сталому режимі в роботі КРІП-ПНС можна виділити три етапи (рис. 2):
1) t1-t2 – перезаряд ємності Ск через силовий транзистор;
2) t2-t3 - перезаряд ємності Ск через зворотний діод D0;
3) t3-t4 – передача енергії від джерела живлення у навантаження.
На першому етапі при замиканні електронного ключа Т діод D попадає під від’ємну напругу:
UD=EЖ+UL(0)-UН. (1)
На цьому етапі справедлива еквівалентна схема заміщення, що наведена на рис. 3.
Рис.3. Схема заміщення КРІП-ПНС на першому комутаційному інтервалі
Резонансна ємність Ск перезаряджається через резонансну індуктивність Lк з частотою:
(2)
якщо силовий транзистор вважати ідеальним ключем. У момент часу t2 струм контуру іLк=0, а напруга на Cк має мінімальне значення. В цей момент електронний ключ Т вимикається.
На другому етапі транзистор Т закритий (UСВ=0), але конденсатор Cк перезаряджається через зворотний діод D0 (еквівалентна схема рис. 4). Ємність Cк буде перезаряджатися до полярності, яка вказана в дужках. У момент часу t3 струм резонансного контура LкCк буде дорівнювати нулю і діод D0 закриється від’ємною напругою UСВ електронного ключа Т. Етапи резонансного коливання закінчуються. На перших двох етапах напруга на Rн буде підтримуватися напругою Сф, незначно зменшуючись за рахунок розряду Сф через Rн.
Рис.4. Схема заміщення КРІП-ПНС на другому комутаційному інтервалі
На третьому інтервалі електронний ключ Т закритий, у процесі перезаряду Cк його напруга досягне рівня UH і діод D відкривається (еквівалентна схема рис.5).
Рис.5. Схема заміщення КРІП-ПНС на третьому комутаційному інтервалі
На цьому інтервалі електромагнітна енергія, яку накопичено в дроселі L за два перших етапи, буде передаватись до навантаження. Змінюючи частоту перемикання транзистора T, можна регулювати напругу на Rн, або стабілізувати її при наявності кола зворотного зв’язку.
Частота комутації транзистора обмежується частотою резонансного контуру, яка залежить не тільки від значень Lк та Cк , але і від реальних параметрів транзистора та навантаження.
Експериментальні дослідження КРІП-ПНС
Теоретично оцінити вплив паразитних параметрів транзистора Т, його нелінійного змінного опору в процесі перемикання та вплив навантаження на частоту коливань резонансного контуру проблематично.
У зв’язку з цим дослідження цих питань проведено експериментально на діючому макеті КРІП-ПНС, що має такі параметри своїх елементів: L = 1 мГн; Lк = 5,2 мкГн; Cк = 0,22 мкФ; діод MBR2045; транзистор IRF244; Еж = 15 В; Rн = 10÷200 Ом.
З часових діаграм (рис. 2) видно, що мінімальна тривалість імпульсу відкривання транзистора повинна дорівнювати половині періоду коливань резонансного контуру, який при відкритому діоді D буде зашунтований навантаженням.
а) б)
в)
Рис.6. Осцилограми струму і напруги стік-витік та імпульсу керування в КРІП-ПНС
Зміни навантаження будуть суттєво впливати на добротність та частоту коливань резонансного контуру, що при постійній довжині імпульсу, який відкриває транзистор, буде призводити до порушення режиму нульового струму при його вимиканні. На рис. 6 наведені осцилограми, які показують вплив навантаження на частоту резонансного контуру. Так, при навантаженні Rн = 40 Ом; Rн = 100 Ом (осцилограми рис. 6, б, в) інтервал, на якому транзистор проводить струм резонансного контуру, дорівнює довжині імпульсу, що вмикає транзистор.
При навантаженні Rн = 10 Ом, рис. 6, а, такий режим відсутній, наслідком чого є зменшення ККД. Режим вимикання силового транзистора супроводжується коливальними процесами в контурах, які створені паразитними елементами схеми.
Частота цих коливань вища ніж частота резонансного контура LкCк. Це веде до підвищення високочастотних пульсацій у навантаженні та в спектрі вхідного струму КРІП-ПНС. Цей недолік відмічено в роботах [5; 6], де запропоновані схемні рішення для його подолання.
У процесі експериментальних досліджень отримані залежності довжини імпульсу вмикання транзистора від навантаження (рис. 7, 8) для різних частотних діапазонів його роботи. Отримані залежності дозволяють побудувати нечітку систему керування транзистором, яка дозволить зберегти режим нульового струму при його вимиканні в широкому діапазоні зміни навантаження [4].
Рис.7 Залежність Тімп=f(Rн) для частот комутації ключа від 10 кГц до 75 кГц
Рис.8. Залежність Тімп=f(Rн) для частот комутації ключа від 75 кГц до 250 кГц
Експериментальні регулювальні та зовнішні характеристики для різних частот перемикання наведені на рис. 9, 10.
Рис. 9. Регулювальна характеристика КРІП-ПНС
Рис. 10. Зовнішні характеристики КРІП-ПНС
Як видно з зовнішніх характеристик, вихідний опір КРІП-ПНС практично не залежить від частоти його роботи. При зменшенні Rн резонанс закінчується за рахунок шунтування малим Rн опору резонансного контура Rк. Це небажаний режим для КРІП-ПНС.
З регулювальної характеристики (рис.9) видно, що при шпаруватостях (γ<0,1) вихідна напруга КРІП-ПНС практично дорівнює Еж за рахунок збільшення часу розсіяння електромагнітної енергії, яка була запасена в L на етапі резонансу в Сф та Rн. При шпаруватостях, близьких до 0,5, вихідна напруга збільшується більше ніж в два рази. Регулювальна характеристика має значну не лінійність.
Висновки
1. Встановлена залежність тривалості імпульсу вмикання транзистора КРІП-ПНС від навантаження за умови збереження режиму нульового струму, що дозволяє побудувати відповідну систему керування на основі нечіткої логіки.
2. Встановлено, що зовнішня характеристика КРІП-ПНС має «жорсткий» характер, що створює сприятливі умови для стабілізації вихідної напруги, якщо шпаруватість управління знаходиться в діапазоні 0,1-0,5.
3. Експериментально встановлена наявність паразитних високочастотних коливань при вимиканні силового транзистора КРІП-ПНС, які впливають на діапазон регулювання вихідної напруги та на коефіцієнт її пульсацій.
Список використаних джерел
1. ON Semiconductor, “Power Factor Correction (PFC) Handbook- Choosing the Right Power Factor Control-ler Solution”, Rev. 2, Aug 2004.
2. Сертификация радиоэлектронной аппаратуры на соответствие требованиям электромагнитной совместимости/В. Семенов//Chip news. – 2004. – № 5. – С. 51-53.
3. Ли Ф.К. Высокочастотные квазирезонансные преобразователи. ТИИЭР / Ф. К. Ли // Тематический выпуск. «Энергетическая электроника» / под ред. В.А. Лабунцова. – М.: Мир. – Т. 76. – 1988. – № 4. – С. 83-97.
4. Стабилизаторы постоянного напряжения с широтно-импульсными и частотно-импульсными квазирезонансными преобразователями / Ю. А. Денисов. – Киев: Изд. Института электродинамики НАН Украины, 2001. – 146 с.
5. T. Firmansyah, E. Abe, S. Shoyama, M. Tomioka, S. Ninomiya “An active-clamped full-wave zero-current-switched quasi-resonant boost converter in power factor correction application”, Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2010, Twenty-Fifth Annual IEEE, February 25, p. 30.
6. S. Tomioka, S. Abe, M. Shoyama, T. Ninomiya, E. Firmansyah, “Zero-current-switched quasi-resonant boost converter in power factor correction application”, Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2009, Twenty-Fourth Annual IEEE, February 6, p. 11.